सामान्य स्रोत

File:N-channel JFET common source.svg

चित्रा 1: बेसिक एन-चैनल जेएफईटी कॉमन-सोर्स सर्किट (बयाझिंग विवरण की उपेक्षा)।

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चित्रा 2: स्रोत अध: पतन के साथ मूल एन-चैनल जेएफईटी सामान्य-स्रोत सर्किट।

इलेक्ट्रानिक्स में, एक सामान्य स्रोत एम्पलीफायर तीन बुनियादी सिंगल-स्टेज फील्ड इफ़ेक्ट ट्रांजिस्टर (एफईटी) एम्पलीफायर टोपोलॉजीज में से एक है, जिसे आमतौर पर वोल्टेज या ट्रांसकंडक्टेंस एम्पलीफायर के रूप में उपयोग किया जाता है।यह बताने का सबसे आसान तरीका है कि FET कॉमन सोर्स, कॉमन ड्रेन या कॉमन गेट है या नहीं, यह जांचना है कि सिग्नल कहां प्रवेश करता है और निकलता है। शेष टर्मिनल वह है जिसे "सामान्य" के रूप में जाना जाता है। इस उदाहरण में, सिग्नल गेट में प्रवेश करता है, और नाली से बाहर निकलता है। एकमात्र टर्मिनल शेष स्रोत है। यह एक सामान्य-स्रोत FET सर्किट है। अनुरूप द्विध्रुवीय जंक्शन ट्रांजिस्टर सर्किट को ट्रांसकंडक्टेंस एम्पलीफायर या वोल्टेज एम्पलीफायर के रूप में देखा जा सकता है। (एम्पलीफायरों का वर्गीकरण देखें)। एक ट्रांसकंडक्टेंस एम्पलीफायर के रूप में, इनपुट वोल्टेज को लोड में जाने वाले करंट को संशोधित करने के रूप में देखा जाता है। वोल्टेज एम्पलीफायर के रूप में, इनपुट वोल्टेज एफईटी के माध्यम से बहने वाले वर्तमान को नियंत्रित करता है, ओम के नियम के अनुसार आउटपुट प्रतिरोध में वोल्टेज को बदलता है। हालांकि, FET डिवाइस का आउटपुट प्रतिरोध आमतौर पर एक उचित ट्रांसकंडक्टेंस एम्पलीफायर (आदर्श रूप से अनंत) के लिए पर्याप्त नहीं है, न ही एक सभ्य वोल्टेज एम्पलीफायर (आदर्श रूप से शून्य) के लिए पर्याप्त है। एक और बड़ी कमी एम्पलीफायर की सीमित उच्च आवृत्ति प्रतिक्रिया है। इसलिए, व्यवहार में, आउटपुट को अधिक अनुकूल आउटपुट और फ़्रीक्वेंसी विशेषताओं को प्राप्त करने के लिए अक्सर वोल्टेज फॉलोअर (कॉमन-ड्रेन या सीडी स्टेज) या वर्तमान फॉलोअर (कॉमन-गेट या सीजी स्टेज) के माध्यम से रूट किया जाता है। सीएस-सीजी संयोजन को कैसकोड एम्पलीफायर कहा जाता है।

लक्षण

कम आवृत्तियों पर और एक सरलीकृत हाइब्रिड-पीआई मॉडल (जहां चैनल लंबाई मॉडुलन के कारण आउटपुट प्रतिरोध पर विचार नहीं किया जाता है) का उपयोग करके, निम्नलिखित बंद-लूप छोटे-सिग्नल विशेषताओं को प्राप्त किया जा सकता है।

	Definition	Expression
Current gain	$A_{\text{i}}\triangleq {\frac {i_{\text{out}}}{i_{\text{in}}}}\,$	$\infty \,$
Voltage gain	$A_{\text{v}}\triangleq {\frac {v_{\text{out}}}{v_{\text{in}}}}\,$	${\begin{matrix}-{\frac {g_{\mathrm {m} }R_{\text{D}}}{1+g_{\mathrm {m} }R_{\text{S}}}}\end{matrix}}\,$
Input impedance	$r_{\text{in}}\triangleq {\frac {v_{\text{in}}}{i_{\text{in}}}}\,$	$\infty \,$
Output impedance	$r_{\text{out}}\triangleq {\frac {v_{\text{out}}}{i_{\text{out}}}}$	$R_{\text{D}}\,$

बैंडविड्थ

File:Common source with active load.PNG

चित्रा 3: सक्रिय लोड के साथ मूल एन-चैनल एमओएसएफईटी आम-स्रोत एम्पलीफायर I_D.

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चित्रा 4: एन-चैनल एमओएसएफईटी आम-स्रोत एम्पलीफायर के लिए लघु-संकेत सर्किट।

चित्रा 5: एन-चैनल एमओएसएफईटी आम-स्रोत एम्पलीफायर के लिए लघु-सिग्नल सर्किट मिलर के प्रमेय का उपयोग कर मिलर कैपेसिटेंस सी पेश करने के लिए_M.

मिलर प्रभाव के परिणामस्वरूप उच्च समाई के कारण सामान्य-स्रोत एम्पलीफायर की बैंडविड्थ कम हो जाती है। गेट-ड्रेन कैपेसिटेंस को कारक $1+|A_{\text{v}}|\,$से प्रभावी रूप से गुणा किया जाता है, इस प्रकार कुल में वृद्धि होती है इनपुट कैपेसिटेंस और समग्र बैंडविड्थ को कम करना।

चित्रा 3 एक सक्रिय लोड के साथ एक एमओएसएफईटी आम-स्रोत एम्पलीफायर दिखाता है। चित्रा 4 संबंधित छोटे-सिग्नल सर्किट को दिखाता है जब आउटपुट नोड में लोड रेजिस्टर R_L जोड़ा जाता है और इनपुट नोड पर लागू वोल्टेज V_A और श्रृंखला प्रतिरोध R_A का एक थवेनिन ड्राइवर जोड़ा जाता है। इस सर्किट में बैंडविड्थ पर सीमा गेट और नाली के बीच परजीवी ट्रांजिस्टर कैपेसिटेंस C_gd के युग्मन और स्रोत R_A के श्रृंखला प्रतिरोध से उत्पन्न होती है। (अन्य परजीवी समाई हैं, लेकिन उन्हें यहां उपेक्षित किया गया है क्योंकि बैंडविड्थ पर उनका केवल एक माध्यमिक प्रभाव है।)

मिलर के प्रमेय का उपयोग करते हुए, चित्रा 4 का सर्किट चित्रा 5 में बदल जाता है, जो सर्किट के इनपुट पक्ष पर मिलर कैपेसिटेंस सीएम दिखाता है। C_Mका आकार मिलर कैपेसिटेंस के माध्यम से चित्रा 5 के इनपुट सर्किट में वर्तमान को बराबर करके तय किया जाता है, i_M कहते हैं, जो है:

$\ i_{\mathrm {M} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {GS} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {G} }$ ,

चित्र 4 में संधारित्र C_gd द्वारा इनपुट से खींची गई धारा के लिए, अर्थात् jωC_gd v_GD.ये दो धाराएं समान हैं, जिससे दो सर्किटों में समान इनपुट व्यवहार होता है, बशर्ते मिलर कैपेसिटेंस द्वारा दिया जाता है:

$C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }{\frac {v_{\mathrm {GD} }}{v_{\mathrm {GS} }}}=C_{\mathrm {gd} }\left(1-{\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\right)$ .

आमतौर पर लाभ v_D / v_G की आवृत्ति निर्भरता एम्पलीफायर के कोने आवृत्ति से कुछ हद तक आवृत्तियों के लिए महत्वहीन होती है, जिसका अर्थ है कि कम आवृत्ति हाइब्रिड-पीआई मॉडलv_D / v_G निर्धारित करने के लिए सटीक है। यह मूल्यांकन मिलर का सन्निकटन है और अनुमान प्रदान करता है (केवल चित्र 5 में समाई को शून्य पर सेट करें):

${\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\approx -g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })$ ,

तो मिलर समाई है

$C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }\left(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })\right)$ .

बड़े RL के लिए गेन g_m (r_O || R_L) बड़ा है, इसलिए एक छोटा परजीवी कैपेसिटेंस C_gd भी एम्पलीफायर की आवृत्ति प्रतिक्रिया में एक बड़ा प्रभाव बन सकता है, और इस प्रभाव का मुकाबला करने के लिए कई सर्किट ट्रिक्स का उपयोग किया जाता है। कैसकोड सर्किट बनाने के लिए एक कॉमन-गेट (करंट-फॉलोअर) स्टेज को जोड़ने की एक तरकीब है। वर्तमान-अनुयायी चरण सामान्य-स्रोत चरण के लिए एक भार प्रस्तुत करता है जो बहुत छोटा है, अर्थात् वर्तमान अनुयायी का इनपुट प्रतिरोध (R_L ≈ 1 / g_m ≈ V_ov / (2I_D) ; कॉमन गेट देखें)। छोटा आरएल सीएम को कम करता है। कॉमन-एमिटर एम्पलीफायर पर लेख इस समस्या के अन्य समाधानों पर चर्चा करता है।

चित्रा 5 पर लौटने पर, गेट वोल्टेज वोल्टेज विभाजन द्वारा इनपुट सिग्नल से संबंधित है:

$v_{\mathrm {G} }=V_{\mathrm {A} }{\frac {1/(j\omega C_{\mathrm {M} })}{1/(j\omega C_{\mathrm {M} })+R_{\mathrm {A} }}}=V_{\mathrm {A} }{\frac {1}{1+j\omega C_{\mathrm {M} }R_{\mathrm {A} }}}$ .

बैंडविड्थ (सिग्नल प्रोसेसिंग) (जिसे 3 डीबी फ़्रीक्वेंसी भी कहा जाता है) वह फ़्रीक्वेंसी है जहाँ सिग्नल अपने कम-फ़्रीक्वेंसी मान के 1/ √2 तक गिर जाता है। (डेसिबल में, dB(√2) = 3.01 डीबी)। 1/ √2 में कमी तब होती है जब C_M R_A = 1,के इस मान पर इनपुट सिग्नल ω (इस मान को ω_{3 dB} कहते हैं, मान लें) बनाते हैं v_G = V_A / (1+j)। (1+j) = 2 का परिमाण । नतीजतन, 3 dB आवृत्ति f_{3 dB} = ω_{3 dB} / (2π) है:

$f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }C_{\mathrm {M} }}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })]}}$

यदि परजीवी गेट-टू-सोर्स कैपेसिटेंस C_gsको विश्लेषण में शामिल किया गया है, तो यह केवल C_M, के समानांतर है, इसलिए

$f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }(C_{\mathrm {M} }+C_{\mathrm {gs} })}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gs} }+C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} }))]}}$

ध्यान दें कि स्रोत प्रतिरोध आरए छोटा होने पर f_3 dB बड़ा हो जाता है, इसलिए कैपेसिटेंस के मिलर प्रवर्धन का छोटे R_Aके लिए बैंडविड्थ पर बहुत कम प्रभाव पड़ता है। यह अवलोकन बैंडविड्थ बढ़ाने के लिए एक और सर्किट चाल का सुझाव देता है: ड्राइवर और सामान्य-स्रोत चरण के बीच एक सामान्य-नाली (वोल्टेज-अनुयायी) चरण जोड़ें ताकि संयुक्त चालक प्लस वोल्टेज अनुयायी का थेवेनिन प्रतिरोध मूल चालक के R_A से कम हो।

चित्रा 2 में सर्किट के आउटपुट पक्ष की जांच लाभ v_D / v_Gकी आवृत्ति निर्भरता को खोजने में सक्षम बनाती है, यह जांच प्रदान करती है कि मिलर कैपेसिटेंस का कम आवृत्ति मूल्यांकन f_3 dB से भी बड़ी आवृत्तियों के लिए पर्याप्त है। (सर्किट के आउटपुट पक्ष को कैसे संभाला जाता है, यह देखने के लिए ध्रुव विभाजन पर लेख देखें।)

यह भी देखें

• मिलर प्रभाव
• ध्रुव विभाजन
• सामान्य आधार
• कॉमन ड्रेन
• सामान्य आधार
• सामान्य उत्सर्जक
• आम कलेक्टर *

इस पृष्ठ में अनुपलब्ध आंतरिक कड़ियों की सूची

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