सामान्य स्रोत

File:N-channel JFET common source.svg

चित्रा 1: बेसिक एन-चैनल जेएफईटी सामान्य-सोर्स परिपथ (बयाझिंग विवरण की उपेक्षा)।

चित्रा 2: स्रोत अध: पतन के साथ मूल एन-चैनल जेएफईटी सामान्य-स्रोत परिपथ।

वैद्युतकशास्त्र में, एक सामान्य स्रोत प्रवर्धक तीन बुनियादी एकल चरण क्षेत्र प्रभाव ट्रांजिस्टर (एफईटी) प्रवर्धक सांस्थिति में से एक है, जिसे आमतौर पर वोल्टेज या अंतराचालकता प्रवर्धक के रूप में उपयोग किया जाता है। यह बताने का सबसे आसान तरीका है कि एफईटी सामान्य स्रोत, सामान्य निकासन या सामान्य गेट है या नहीं, यह जांचना है कि संकेतक कहां प्रवेश करता है और निकलता है। शेष सीमावर्ती वह है जिसे "सामान्य" के रूप में जाना जाता है। इस उदाहरण में, संकेतक गेट में प्रवेश करता है, और निकासन से बाहर निकलता है। एकमात्र सीमावर्ती शेष स्रोत है। यह एक सामान्य-स्रोत एफईटी परिपथ है। अनुरूप द्विध्रुवीय जंक्शन ट्रांजिस्टर परिपथ को अंतराचालकता प्रवर्धक या वोल्टेज प्रवर्धक के रूप में देखा जा सकता है। (प्रवर्धकों का वर्गीकरण देखें)। एक अंतराचालकता प्रवर्धक के रूप में, इनपुट वोल्टेज को लोड में जाने वाले करंट को संशोधित करने के रूप में देखा जाता है। वोल्टेज प्रवर्धक के रूप में, इनपुट वोल्टेज एफईटी के माध्यम से बहने वाले वर्तमान को नियंत्रित करता है, ओम के नियम के अनुसार आउटपुट प्रतिरोध में वोल्टेज को बदलता है। हालांकि, एफईटी डिवाइस का आउटपुट प्रतिरोध आमतौर पर एक उचित अंतराचालकता प्रवर्धक (आदर्श रूप से अनंत) के लिए पर्याप्त नहीं है, न ही एक सभ्य वोल्टेज प्रवर्धक (आदर्श रूप से शून्य) के लिए पर्याप्त है। एक और बड़ी कमी प्रवर्धक की सीमित उच्च आवृत्ति प्रतिक्रिया है। इसलिए, व्यवहार में, आउटपुट को अधिक अनुकूल आउटपुट और फ़्रीक्वेंसी विशेषताओं को प्राप्त करने के लिए अक्सर वोल्टेज फॉलोअर (सामान्य- निकासन या सीडी स्टेज) या वर्तमान फॉलोअर (सामान्य-गेट या सीजी स्टेज) के माध्यम से रूट किया जाता है। सीएस-सीजी संयोजन को कैसकोड प्रवर्धक कहा जाता है।

लक्षण

कम आवृत्तियों पर और एक सरलीकृत हाइब्रिड-पीआई मॉडल (जहां चैनल लंबाई मॉडुलन के कारण आउटपुट प्रतिरोध पर विचार नहीं किया जाता है) का उपयोग करके, निम्नलिखित बंद-लूप छोटे-संकेतक विशेषताओं को प्राप्त किया जा सकता है।

	Definition	Expression
Current gain	$A_{\text{i}}\triangleq {\frac {i_{\text{out}}}{i_{\text{in}}}}\,$	$\infty \,$
Voltage gain	$A_{\text{v}}\triangleq {\frac {v_{\text{out}}}{v_{\text{in}}}}\,$	${\begin{matrix}-{\frac {g_{\mathrm {m} }R_{\text{D}}}{1+g_{\mathrm {m} }R_{\text{S}}}}\end{matrix}}\,$
Input impedance	$r_{\text{in}}\triangleq {\frac {v_{\text{in}}}{i_{\text{in}}}}\,$	$\infty \,$
Output impedance	$r_{\text{out}}\triangleq {\frac {v_{\text{out}}}{i_{\text{out}}}}$	$R_{\text{D}}\,$

बैंडविड्थ

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चित्रा 3: सक्रिय लोड के साथ मूल एन-चैनल एमओएसएफईटी आम-स्रोत प्रवर्धक I_D.

File:Small-signal common source with C gd.PNG

चित्रा 4: एन-चैनल एमओएसएफईटी आम-स्रोत प्रवर्धक के लिए लघु-संकेत परिपथ।

चित्रा 5: एन-चैनल एमओएसएफईटी आम-स्रोत प्रवर्धक के लिए लघु-संकेतक परिपथ मिलर के प्रमेय का उपयोग कर मिलर कैपेसिटेंस सी पेश करने के लिए_M.

मिलर प्रभाव के परिणामस्वरूप उच्च समाई के कारण सामान्य-स्रोत प्रवर्धक की बैंडविड्थ कम हो जाती है। गेट- निकासन कैपेसिटेंस को कारक $1+|A_{\text{v}}|\,$से प्रभावी रूप से गुणा किया जाता है, इस प्रकार कुल में वृद्धि होती है इनपुट कैपेसिटेंस और समग्र बैंडविड्थ को कम करना।

चित्रा 3 एक सक्रिय लोड के साथ एक एमओएसएफईटी आम-स्रोत प्रवर्धक दिखाता है। चित्रा 4 संबंधित छोटे-संकेतक परिपथ को दिखाता है जब आउटपुट नोड में लोड रेजिस्टर R_L जोड़ा जाता है और इनपुट नोड पर लागू वोल्टेज V_A और श्रृंखला प्रतिरोध R_A का एक थवेनिन ड्राइवर जोड़ा जाता है। इस परिपथ में बैंडविड्थ पर सीमा गेट और निकासनके बीच परजीवी ट्रांजिस्टर कैपेसिटेंस C_gd के युग्मन और स्रोत R_A के श्रृंखला प्रतिरोध से उत्पन्न होती है। (अन्य परजीवी समाई हैं, लेकिन उन्हें यहां उपेक्षित किया गया है क्योंकि बैंडविड्थ पर उनका केवल एक माध्यमिक प्रभाव है।)

मिलर के प्रमेय का उपयोग करते हुए, चित्रा 4 का परिपथ चित्रा 5 में बदल जाता है, जो परिपथ के इनपुट पक्ष पर मिलर कैपेसिटेंस सीएम दिखाता है। C_Mका आकार मिलर कैपेसिटेंस के माध्यम से चित्रा 5 के इनपुट परिपथ में वर्तमान को बराबर करके तय किया जाता है, i_M कहते हैं, जो है:

$\ i_{\mathrm {M} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {GS} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {G} }$ ,

चित्र 4 में संधारित्र C_gd द्वारा इनपुट से खींची गई धारा के लिए, अर्थात् jωC_gd v_GD.ये दो धाराएं समान हैं, जिससे दो परिपथों में समान इनपुट व्यवहार होता है, बशर्ते मिलर कैपेसिटेंस द्वारा दिया जाता है:

$C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }{\frac {v_{\mathrm {GD} }}{v_{\mathrm {GS} }}}=C_{\mathrm {gd} }\left(1-{\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\right)$ .

आमतौर पर लाभ v_D / v_G की आवृत्ति निर्भरता प्रवर्धक के कोने आवृत्ति से कुछ हद तक आवृत्तियों के लिए महत्वहीन होती है, जिसका अर्थ है कि कम आवृत्ति हाइब्रिड-पीआई मॉडलv_D / v_G निर्धारित करने के लिए सटीक है। यह मूल्यांकन मिलर का सन्निकटन है और अनुमान प्रदान करता है (केवल चित्र 5 में समाई को शून्य पर सेट करें):

${\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\approx -g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })$ ,

तो मिलर समाई है

$C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }\left(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })\right)$ .

बड़े RL के लिए गेन g_m (r_O || R_L) बड़ा है, इसलिए एक छोटा परजीवी कैपेसिटेंस C_gd भी प्रवर्धक की आवृत्ति प्रतिक्रिया में एक बड़ा प्रभाव बन सकता है, और इस प्रभाव का मुकाबला करने के लिए कई परिपथ ट्रिक्स का उपयोग किया जाता है। कैसकोड परिपथ बनाने के लिए एक सामान्य-गेट (करंट-फॉलोअर) स्टेज को जोड़ने की एक तरकीब है। वर्तमान-अनुयायी चरण सामान्य-स्रोत चरण के लिए एक भार प्रस्तुत करता है जो बहुत छोटा है, अर्थात् वर्तमान अनुयायी का इनपुट प्रतिरोध (R_L ≈ 1 / g_m ≈ V_ov / (2I_D) ; सामान्य गेट देखें)। छोटा आरएल सीएम को कम करता है। सामान्य-एमिटर प्रवर्धक पर लेख इस समस्या के अन्य समाधानों पर चर्चा करता है।

चित्रा 5 पर लौटने पर, गेट वोल्टेज वोल्टेज विभाजन द्वारा इनपुट संकेतक से संबंधित है:

$v_{\mathrm {G} }=V_{\mathrm {A} }{\frac {1/(j\omega C_{\mathrm {M} })}{1/(j\omega C_{\mathrm {M} })+R_{\mathrm {A} }}}=V_{\mathrm {A} }{\frac {1}{1+j\omega C_{\mathrm {M} }R_{\mathrm {A} }}}$ .

बैंडविड्थ (संकेतक प्रोसेसिंग) (जिसे 3 डीबी फ़्रीक्वेंसी भी कहा जाता है) वह फ़्रीक्वेंसी है जहाँ संकेतक अपने कम-फ़्रीक्वेंसी मान के 1/ √2 तक गिर जाता है। (डेसिबल में, dB(√2) = 3.01 डीबी)। 1/ √2 में कमी तब होती है जब C_M R_A = 1,के इस मान पर इनपुट संकेतक ω (इस मान को ω_{3 dB} कहते हैं, मान लें) बनाते हैं v_G = V_A / (1+j)। (1+j) = 2 का परिमाण । नतीजतन, 3 dB आवृत्ति f_{3 dB} = ω_{3 dB} / (2π) है:

$f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }C_{\mathrm {M} }}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })]}}$

यदि परजीवी गेट-टू-सोर्स कैपेसिटेंस C_gsको विश्लेषण में शामिल किया गया है, तो यह केवल C_M, के समानांतर है, इसलिए

$f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }(C_{\mathrm {M} }+C_{\mathrm {gs} })}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gs} }+C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} }))]}}$

ध्यान दें कि स्रोत प्रतिरोध आरए छोटा होने पर f_3 dB बड़ा हो जाता है, इसलिए कैपेसिटेंस के मिलर प्रवर्धन का छोटे R_Aके लिए बैंडविड्थ पर बहुत कम प्रभाव पड़ता है। यह अवलोकन बैंडविड्थ बढ़ाने के लिए एक और परिपथ चाल का सुझाव देता है: ड्राइवर और सामान्य-स्रोत चरण के बीच एक सामान्य-निकासन(वोल्टेज-अनुयायी) चरण जोड़ें ताकि संयुक्त चालक प्लस वोल्टेज अनुयायी का थेवेनिन प्रतिरोध मूल चालक के R_A से कम हो।

चित्रा 2 में परिपथ के आउटपुट पक्ष की जांच लाभ v_D / v_Gकी आवृत्ति निर्भरता को खोजने में सक्षम बनाती है, यह जांच प्रदान करती है कि मिलर कैपेसिटेंस का कम आवृत्ति मूल्यांकन f_3 dB से भी बड़ी आवृत्तियों के लिए पर्याप्त है। ( परिपथ के आउटपुट पक्ष को कैसे संभाला जाता है, यह देखने के लिए ध्रुव विभाजन पर लेख देखें।)

यह भी देखें

• मिलर प्रभाव
• ध्रुव विभाजन
• सामान्य आधार
• सामान्य निकासन
• सामान्य आधार
• सामान्य उत्सर्जक
• आम कलेक्टर *

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• अवरोध
• आम emitter
• आभासी मैदान
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