धारा प्रतिबिंब

करंट प्रतिबिंब एक ऐसा परिपथ होता है जो एक परिपथ को दूसरे सक्रिय उपकरण में करंट को नियंत्रित करके एक सक्रिय डिवाइस के माध्यम से  विद्युत प्रवाह  की प्रतिलिपि बनाने के लिए डिज़ाइन किया जाता है, जो विद्युत भार की परवाह किए बिना निष्पाद करंट को स्थिर रखता है। और कॉपी किया जा रहा करंट हो सकता है, और कभी-कभी, एक अलग संकेतक करंट होता है। वैचारिक रूप से, एक अनुकुल करंट प्रतिबिंब एक आदर्श इनवर्टिंग करंट एम्पलीफायर होता है जो वर्तमान निर्देशो को भी उलट देता है। या इसमें एक एम्पलीफायर शामिल हो सकता है, इनपुट और आउटपुट चर वर्तमान-नियंत्रित स्रोत (सी सी सी एस) करंट प्रतिबिंब का उपयोग परिपथ को बायस करंट और सक्रिय भार प्रदान करने के लिए किया जाता है। इसका उपयोग अधिक यथार्थवादी वर्तमान स्रोत का मॉडल करने के लिए भी किया जा सकता है (चूंकि आदर्श वर्तमान स्रोत मौजूद नहीं हैं)।

यहां शामिल परिपथ टोपोलॉजी वह है। जो कई एकीकृत परिपथ आईसी में दिखाई देती है। यह फॉलोअर (आउटपुट) ट्रांजिस्टर में एमिटर डिजनरेशन रेसिस्टर के बिना एक विडलर वर्तमान स्रोत है। यह टोपोलॉजी केवल एक आईसी में ही की जा सकती है, क्योंकि संधि बेहद करीब होना चाहिए और यह असतत के साथ हासिल नहीं किया जा सकता है।

एक अन्य टोपोलॉजी विल्सन करंट प्रतिबिंब है। विल्सन दर्पण इस डिजाइन में  प्रारंभिक प्रभाव वोल्टेज की समस्या को हल करता है।

करंट प्रतिबिंब को एनालॉग और मिक्स्ड में बड़े पैमाने पर एकीकरण परिपथ में लगाया जाता है।

दर्पण विशेषताएँ
तीन मुख्य विनिर्देश हैं जो वर्तमान दर्पण की विशेषता रखते हैं। पहला स्थानांतरण अनुपात (वर्तमान एम्पलीफायर के मामले में) या आउटपुट वर्तमान परिमाण (स्थिर वर्तमान स्रोत सीसीएस के मामले में) है। दूसरा इसका एसी आउटपुट प्रतिरोध है, जो यह निर्धारित करता है कि दर्पण पर लागू वोल्टेज के साथ आउटपुट करंट कितना भिन्न होता है। तीसरा विनिर्देश दर्पण के आउटपुट भाग में न्यूनतम वोल्टेज ड्रॉप है जो इसे ठीक से काम करने के लिए आवश्यक है। यह न्यूनतम वोल्टेज दर्पण के आउटपुट ट्रांजिस्टर को सक्रिय मोड में रखने की आवश्यकता से निर्धारित होता है। वोल्टेज की रेंज जहां दर्पण काम करता है उसे अनुपालन रेंज कहा जाता है और अच्छे और बुरे व्यवहार के बीच की सीमा को चिह्नित करने वाले वोल्टेज को अनुपालन वोल्टेज कहा जाता है। दर्पण के साथ कई माध्यमिक प्रदर्शन मुद्दे भी हैं, उदाहरण के लिए, तापमान स्थिरता।

व्यावहारिक सन्निकटन
लघु-संकेत विश्लेषण के लिए वर्तमान दर्पण को इसके समकक्ष नॉर्टन के प्रमेय द्वारा अनुमानित किया जा सकता है।

बड़े संकेत हैंड एनालिसिस में, एक करंट प्रतिबिंब आमतौर पर एक आदर्श करंट सोर्स द्वारा अनुमानित किया जाता है। हालांकि, एक आदर्श वर्तमान स्रोत कई मायनों में अवास्तविक है:
 * इसमें अनंत एसी प्रतिबाधा है, जबकि एक व्यावहारिक दर्पण में परिमित प्रतिबाधा है
 * यह वोल्टेज की परवाह किए बिना समान करंट प्रदान करता है, अर्थात कोई अनुपालन सीमा आवश्यकता नहीं है
 * इसकी कोई आवृत्ति सीमा नहीं है, जबकि एक वास्तविक दर्पण में ट्रांजिस्टर के परजीवी समाई के कारण सीमाएं होती हैं
 * आदर्श स्रोत में शोर, बिजली आपूर्ति वोल्टेज भिन्नता और घटक सहनशीलता जैसे वास्तविक दुनिया के प्रभावों की कोई संवेदनशीलता नहीं है।

मूल विचार
एक द्विध्रुवी ट्रांजिस्टर का उपयोग सबसे सरल करंट-टू-करंट कन्वर्टर के रूप में किया जा सकता है, लेकिन इसका ट्रांसफर अनुपात तापमान भिन्नता, β टॉलरेंस आदि पर अत्यधिक निर्भर करेगा। इन अवांछित गड़बड़ी को खत्म करने के लिए, एक करंट प्रतिबिंब दो कैस्केड करंट-टू-वोल्टेज से बना होता है। और वोल्टेज-टू-करंट कन्वर्टर्स समान परिस्थितियों में रखे गए हैं और रिवर्स विशेषताओं वाले हैं। उनका रैखिक होना अनिवार्य नहीं है; केवल आवश्यकता उनकी विशेषताओं को दर्पण की तरह होना है (उदाहरण के लिए, नीचे BJT वर्तमान दर्पण में, वे लघुगणक और घातीय हैं)। आमतौर पर, दो समान कन्वर्टर्स का उपयोग किया जाता है, लेकिन पहले वाले की विशेषता नकारात्मक प्रतिक्रिया को लागू करके उलट जाती है। इस प्रकार एक करंट प्रतिबिंब में दो कैस्केड समान कन्वर्टर्स होते हैं (पहला - उल्टा और दूसरा - डायरेक्ट)।

बेसिक BJT करंट प्रतिबिंब
यदि इनपुट मात्रा के रूप में BJT बेस-एमिटर जंक्शन पर एक वोल्टेज लागू किया जाता है और कलेक्टर करंट को आउटपुट मात्रा के रूप में लिया जाता है, तो ट्रांजिस्टर एक घातीय वोल्टेज-से-वर्तमान कनवर्टर के रूप में कार्य करेगा। एक नकारात्मक प्रतिक्रिया लागू करके (बस आधार और कलेक्टर को मिलाकर) ट्रांजिस्टर को उलटा किया जा सकता है और यह विपरीत लॉगरिदमिक करंट-टू-वोल्टेज कनवर्टर के रूप में कार्य करना शुरू कर देगा; अब यह आउटपुट बेस-एमिटर वोल्टेज को समायोजित करेगा ताकि लागू इनपुट कलेक्टर करंट को पास किया जा सके।

सरलतम द्विध्रुवी धारा दर्पण (चित्र 1 में दिखाया गया है) इस विचार को लागू करता है। इसमें दो कैस्केड ट्रांजिस्टर चरण होते हैं जो एक उलट और प्रत्यक्ष वोल्टेज-टू-करंट कन्वर्टर्स के रूप में कार्य करते हैं। ट्रांजिस्टर Q. का उत्सर्जक1 जमीन से जुड़ा है। इसका कलेक्टर-बेस वोल्टेज शून्य है जैसा कि दिखाया गया है। नतीजतन, वोल्टेज क्यू भर में गिर जाता है1 वी हैBE, अर्थात, यह वोल्टेज डायोड मॉडलिंग#शॉकली डायोड मॉडल और Q. द्वारा निर्धारित किया जाता है1 डायोड डायोड से जुड़े ट्रांजिस्टर  कहा जाता है। (द्विध्रुवी ट्रांजिस्टर भी देखें#Ebers.E2.80.93Moll model|Ebers-Moll model।) Q का होना जरूरी है।1 परिपथ में एक साधारण डायोड के बजाय, क्योंकि Q1 V. सेट करता हैBEट्रांजिस्टर Q. के लिए2. अगर क्यू1 और क्यू2 मेल खाते हैं, यानी, काफी हद तक एक ही डिवाइस गुण हैं, और यदि दर्पण आउटपुट वोल्टेज चुना जाता है तो क्यू के कलेक्टर-बेस वोल्टेज को चुना जाता है2 शून्य भी है, तो VBEQ. द्वारा निर्धारित -मान1 संधि किए गए Q. में एक उत्सर्जक धारा में परिणाम2 यह Q. में उत्सर्जक धारा के समान है1. क्यूंकि क्यू1 और क्यू2 संधि कर रहे हैं, उनके β0-मान भी सहमत होते हैं, जिससे प्रतिबिंब आउटपुट करंट Q. के कलेक्टर करंट के समान होता है1.

मनमाना कलेक्टर-बेस रिवर्स बायस के लिए दर्पण द्वारा दिया गया करंट, VCB, द्विध्रुवी जंक्शन ट्रांजिस्टर  द्वारा दिया जाता है:
 * $$ I_\text{C} = I_\text{S} \left( e^{\frac{V_\text{BE}}{V_\text{T}}} - 1 \right) \left(1 + \frac{V_\text{CE}}{V_\text{A}}\right),$$

जहां मैंSरिवर्स सैचुरेशन करंट या स्केल करंट है; वीT, बोल्ट्ज़मान स्थिरांक#अर्धचालक भौतिकी में भूमिका: थर्मल वोल्टेज; और वीA, प्रारंभिक प्रभाव। यह करंट रेफरेंस करंट I. से संबंधित हैref जब आउटपुट ट्रांजिस्टर VCB= 0 वी होगा:
 * $$ I_\text{ref} = I_C \left( 1 + \frac{2}{\beta_0} \right),$$

जैसा कि Q. के संग्राहक नोड पर किरचॉफ के वर्तमान नियम का उपयोग करते हुए पाया गया है1:
 * $$ I_\text{ref} = I_C + I_{B1} + I_{B2} \ .$$

संदर्भ धारा Q. को संग्राहक धारा की आपूर्ति करती है1 और दोनों ट्रांजिस्टर के लिए आधार धाराएं - जब दोनों ट्रांजिस्टर में शून्य आधार-कलेक्टर पूर्वाग्रह होता है, तो दो आधार धाराएं बराबर होती हैं, IB1 = मैंB2 = मैंB.
 * $$ I_\text{ref} = I_C + I_B + I_B = I_C + 2 I_B = I_C \left(1 + \frac {2} {\beta_0} \right),$$

पैरामीटर β0 V. के लिए ट्रांजिस्टर β-मान हैCB = 0 वी।

आउटपुट प्रतिरोध
अगर वीBC आउटपुट ट्रांजिस्टर में शून्य से अधिक है Q2, Q. में वर्तमान कलेक्टर2 Q. की तुलना में कुछ बड़ा होगा1 प्रारंभिक प्रभाव के कारण। दूसरे शब्दों में, दर्पण में r. द्वारा दिया गया एक परिमित आउटपुट (या नॉर्टन) प्रतिरोध होता हैoआउटपुट ट्रांजिस्टर का, अर्थात्:
 * $$ R_N = r_o = \frac{V_A + V_{CE}}{I_C} \ ,$$

जहां वीAप्रारंभिक वोल्टेज है; और वीCE, आउटपुट ट्रांजिस्टर का कलेक्टर-टू-एमिटर वोल्टेज।

अनुपालन वोल्टेज
आउटपुट ट्रांजिस्टर को सक्रिय रखने के लिए, VCB0 वी। इसका मतलब है कि सबसे कम आउटपुट वोल्टेज जिसके परिणामस्वरूप सही दर्पण व्यवहार होता है, अनुपालन वोल्टेज, वी हैOUT= वीCV= वीBEआउटपुट वर्तमान स्तर I. पर आउटपुट ट्रांजिस्टर के साथ पूर्वाग्रह स्थितियों के तहतCऔर V. के साथCB= 0 वी या, ऊपर आई-वी संबंध को उलटना:
 * $$V_{CV} = V_T \ln\left(\frac{I_C}{I_S} + 1\right),$$

जहां वीTबोल्ट्जमान स्थिरांक है#अर्धचालक भौतिकी में भूमिका: थर्मल वोल्टेज; और मैंS, रिवर्स सैचुरेशन करंट या स्केल करंट।

विस्तार और जटिलताएं
जब क्यू2 V. हैCB> 0 वी, ट्रांजिस्टर अब मेल नहीं खाते हैं। विशेष रूप से, उनके β-मान प्रारंभिक प्रभाव के कारण भिन्न होते हैं
 * $$\begin{align}

\beta_1 &= \beta_0 \\ \beta_2 &= \beta_0 \left(1 + \frac{V_{CB}}{V_A}\right), \end{align}$$ जहां वीA प्रारंभिक प्रभाव है और β0 V. के लिए ट्रांजिस्टर β हैCB = 0 वी। प्रारंभिक प्रभाव के कारण अंतर के अलावा, ट्रांजिस्टर β-मान भिन्न होंगे क्योंकि β0-मान वर्तमान पर निर्भर करते हैं, और दो ट्रांजिस्टर अब अलग-अलग धाराएं ले जाते हैं (गमेल-पून मॉडल देखें | गमेल-पून मॉडल)।

इसके अलावा, क्यू2 Q. की तुलना में काफी गर्म हो सकता है1 संबंधित उच्च शक्ति अपव्यय के कारण। संधि बनाए रखने के लिए, ट्रांजिस्टर का तापमान लगभग समान होना चाहिए। एकीकृत परिपथ और ट्रांजिस्टर सरणियों में जहां दोनों ट्रांजिस्टर एक ही डाई पर हैं, यह हासिल करना आसान है। लेकिन अगर दो ट्रांजिस्टर व्यापक रूप से अलग हो जाते हैं, तो वर्तमान दर्पण की शुद्धता से समझौता किया जाता है।

अतिरिक्त संधि किए गए ट्रांजिस्टर को एक ही आधार से जोड़ा जा सकता है और एक ही कलेक्टर करंट की आपूर्ति करेगा। दूसरे शब्दों में, परिपथ के दाहिने आधे हिस्से को कई बार दोहराया जा सकता है जिसमें विभिन्न प्रतिरोधक मान R. की जगह लेते हैं2 प्रत्येक पर। हालाँकि, ध्यान दें कि प्रत्येक अतिरिक्त दायाँ-आधा ट्रांजिस्टर Q. से थोड़ा सा कलेक्टर करंट चुराता है1 दाएं-आधे ट्रांजिस्टर के गैर-शून्य आधार धाराओं के कारण। इसके परिणामस्वरूप प्रोग्राम किए गए करंट में थोड़ी कमी आएगी।

एक टू-पोर्ट नेटवर्क भी देखें#उदाहरण: एमिटर डिजनरेशन के साथ बाइपोलर करंट प्रतिबिंब।

आरेख में दिखाए गए साधारण दर्पण के लिए, के विशिष्ट मान $$\beta$$ 1% या बेहतर का मौजूदा मैच देगा।

मूल MOSFET वर्तमान दर्पण
मूल धारा दर्पण को MOSFET ट्रांजिस्टर का उपयोग करके भी कार्यान्वित किया जा सकता है, जैसा कि चित्र 2 में दिखाया गया है। ट्रांजिस्टर M1 MOSFET# मोड ऑफ़ ऑपरेशन मोड में काम कर रहा है, और इसी तरह M2. इस सेटअप में, आउटपुट करंट IOUT सीधे I. से संबंधित हैREF, जैसा कि आगे चर्चा की गई है।

MOSFET I. का ड्रेन करंटD I. द्वारा दिए गए MOSFET के गेट-सोर्स वोल्टेज और ड्रेन-टू-गेट वोल्टेज दोनों का एक कार्य हैD = एफ (वीGS, मेंDG), MOSFET  डिवाइस की कार्यक्षमता से प्राप्त संबंध। ट्रांजिस्टर M. के मामले में1 आईने की, मैंD = मैंREF. संदर्भ वर्तमान IREF एक ज्ञात धारा है, और एक प्रतिरोधक द्वारा प्रदान किया जा सकता है जैसा कि दिखाया गया है, या एक थ्रेशोल्ड-संदर्भित या पूर्वाग्रह द्वारा प्रदान किया जा सकता है | स्व-पक्षपाती वर्तमान स्रोत यह सुनिश्चित करने के लिए कि यह स्थिर है, वोल्टेज आपूर्ति विविधताओं से स्वतंत्र है। V. का उपयोग करनाDG = 0 ट्रांजिस्टर M. के लिए1, M. में ड्रेन करंट1 क्या मैंD = एफ (वीGS, मेंDG=0), इसलिए हम पाते हैं: f(V .)GS, 0) = मैंREF, परोक्ष रूप से V . का मान निर्धारित करनाGS. इस प्रकार मैंREF V . का मान सेट करता हैGS. आरेख में परिपथ समान V . को बल देता हैGS ट्रांजिस्टर M . पर लागू करने के लिए2. अगर एम2 शून्य V . के साथ भी पक्षपाती हैDG और ट्रांजिस्टर M . प्रदान किया1 और एम2 उनके गुणों का अच्छा संधि है, जैसे कि चैनल की लंबाई, चौड़ाई, दहलीज वोल्टेज, आदि, संबंध IOUT = एफ (वीGS, मेंDG = 0) लागू होता है, इस प्रकार I . को सेट करनाOUT = मैंREF; यानी, आउटपुट करंट रेफरेंस करंट के समान होता है जब VDG = 0 आउटपुट ट्रांजिस्टर के लिए, और दोनों ट्रांजिस्टर का संधि  किया जाता है।

ड्रेन-टू-सोर्स वोल्टेज को V. के रूप में व्यक्त किया जा सकता हैDS = वीDG + वीGS. इस प्रतिस्थापन के साथ, शिचमैन-होजेस मॉडल फ़ंक्शन f(V .) के लिए एक अनुमानित रूप प्रदान करता हैGS, मेंDG):
 * $$\begin{align}

I_d &= f(V_{GS}, V_{DG}) \\ &= \frac{1}{2} K_p \left(\frac{W}{L}\right)\left(V_{GS} - V_{th}\right)^2 \left(1 + \lambda V_{DS}\right) \\ &= \frac{1}{2} K_p \left[\frac{W}{L}\right]\left[V_{GS} - V_{th}\right]^2 \left[1 + \lambda (V_{DG} + V_{GS})\right], \\ \end{align}$$ कहाँ पे $$K_p$$ ट्रांजिस्टर से जुड़ा एक प्रौद्योगिकी-संबंधी स्थिरांक है, W/L ट्रांजिस्टर की चौड़ाई से लंबाई का अनुपात है, $$V_{GS}$$ गेट-सोर्स वोल्टेज है, $$V_{th}$$ दहलीज वोल्टेज है, चैनल लंबाई मॉडुलन  स्थिरांक है, और $$V_{DS}$$ नाली-स्रोत वोल्टेज है।

आउटपुट प्रतिरोध
चैनल-लंबाई मॉडुलन के कारण, दर्पण में r. द्वारा दिया गया एक परिमित आउटपुट (या नॉर्टन) प्रतिरोध होता हैoआउटपुट ट्रांजिस्टर का, अर्थात् (चैनल लंबाई मॉडुलन देखें):
 * $$ R_N = r_o = \frac{1}{I_D}\left(\frac{1}{\lambda}r + V_{DS}\right) = \frac{1}{I_D}\left(V_E L + V_{DS}\right),$$

जहाँ = चैनल-लंबाई मॉडुलन पैरामीटर और VDS= ड्रेन-टू-सोर्स पूर्वाग्रह।

अनुपालन वोल्टेज
आउटपुट ट्रांजिस्टर प्रतिरोध को उच्च रखने के लिए, VDG0 वी. (बेकर देखें)। इसका मतलब है कि सबसे कम आउटपुट वोल्टेज जिसके परिणामस्वरूप सही दर्पण व्यवहार होता है, अनुपालन वोल्टेज, V. हैOUT= वीCV= वीGSV. के साथ आउटपुट वर्तमान स्तर पर आउटपुट ट्रांजिस्टर के लिएDG= 0 V, या f-फ़ंक्शन के व्युत्क्रम का उपयोग करते हुए, f-1:
 * $$V_{CV} = V_{GS} (\text{for}\ I_D\ \text{at} \ V_{DG} = 0V) = f^{-1}(I_D) \ \text{with}\ V_{DG} = 0 \ .$$

शिचमैन-होजेस मॉडल के लिए, f−1 लगभग एक वर्गमूल फलन है।

एक्सटेंशन और आरक्षण
इस दर्पण की एक उपयोगी विशेषता डिवाइस की चौड़ाई W पर f की रैखिक निर्भरता है, जो कि शिचमैन-होजेस मॉडल की तुलना में अधिक सटीक मॉडल के लिए भी लगभग संतुष्ट है। इस प्रकार, दो ट्रांजिस्टर की चौड़ाई के अनुपात को समायोजित करके, संदर्भ धारा के गुणक उत्पन्न किए जा सकते हैं।

शिचमैन-होजेस मॉडल केवल दिनांकित के लिए सटीक है प्रौद्योगिकी, हालांकि इसका उपयोग अक्सर सुविधा के लिए आज भी किया जाता है। नए पर आधारित कोई भी मात्रात्मक डिजाइन प्रौद्योगिकी उन उपकरणों के लिए कंप्यूटर मॉडल का उपयोग करती है जो परिवर्तित वर्तमान-वोल्टेज विशेषताओं के लिए जिम्मेदार हैं। एक सटीक डिज़ाइन में जिन अंतरों का हिसाब होना चाहिए, उनमें V. में वर्ग कानून की विफलता हैgs वोल्टेज निर्भरता और V. के बहुत खराब मॉडलिंग के लिएds V. द्वारा प्रदान की गई नाली वोल्टेज निर्भरताds. समीकरणों की एक और विफलता जो बहुत महत्वपूर्ण साबित होती है, वह है चैनल की लंबाई L पर गलत निर्भरता। L-निर्भरता का एक महत्वपूर्ण स्रोत से उपजा है, जैसा कि ग्रे और मेयर ने उल्लेख किया है, जो यह भी ध्यान देते हैं कि λ को आमतौर पर प्रयोगात्मक डेटा से लिया जाना चाहिए। V. की व्यापक विविधता के कारणth यहां तक ​​कि एक विशेष डिवाइस नंबर के भीतर भी असतत संस्करण समस्याग्रस्त हैं। हालांकि स्रोत डिजनरेट रेसिस्टर का उपयोग करके भिन्नता की कुछ हद तक भरपाई की जा सकती है, लेकिन इसका मूल्य इतना बड़ा हो जाता है कि आउटपुट प्रतिरोध को नुकसान होता है (यानी कम हो जाता है)। यह भिन्नता MOSFET संस्करण को IC/अखंड क्षेत्र में ले जाती है।

प्रतिक्रिया-समर्थित वर्तमान दर्पण
चित्र 3 आउटपुट प्रतिरोध को बढ़ाने के लिए नकारात्मक प्रतिक्रिया का उपयोग करते हुए एक दर्पण दिखाता है। op amp के कारण, इन परिपथों को कभी-कभी गेन-बूस्टेड करंट प्रतिबिंब कहा जाता है। चूंकि उनके पास अपेक्षाकृत कम अनुपालन वोल्टेज हैं, इसलिए उन्हें वाइड-स्विंग वर्तमान दर्पण भी कहा जाता है। इस विचार पर आधारित विभिन्न प्रकार के परिपथ उपयोग में हैं,  विशेष रूप से MOSFET दर्पणों के लिए क्योंकि MOSFETs में कम आंतरिक आउटपुट प्रतिरोध मान होते हैं। चित्र 3 का एक MOSFET संस्करण चित्र 4 में दिखाया गया है, जहाँ MOSFETs M3 और एम4 एमिटर रेसिस्टर्स के समान भूमिका निभाने के लिए MOSFET#ऑपरेशन के मोड में काम करें REचित्र 3 में, और MOSFETs M1 और एम2 दर्पण ट्रांजिस्टर के समान भूमिकाओं में सक्रिय मोड में काम करते हैं Q1 और क्यू2 चित्रा 3 में। एक स्पष्टीकरण इस प्रकार है कि चित्रा 3 में परिपथ कैसे काम करता है।

परिचालन एम्पलीफायर को वोल्टेज V. में अंतर खिलाया जाता है1 - वी2 मूल्य R. के दो उत्सर्जक-पैर प्रतिरोधों के शीर्ष परE. यह अंतर op amp द्वारा बढ़ाया जाता है और आउटपुट ट्रांजिस्टर Q. के आधार को खिलाया जाता है2. यदि कलेक्टर Q. पर रिवर्स बायस का आधार रखता है2 लागू वोल्टेज V. को बढ़ाकर बढ़ाया जाता हैA, Q. में धारा2 बढ़ता है, बढ़ता है V2 और अंतर कम करना V1 - वी2 सेशन amp में प्रवेश। नतीजतन, Q. का बेस वोल्टेज2 घट गया है, और VBEक्यू का2 घट जाती है, आउटपुट करंट में वृद्धि का प्रतिकार करती है।

यदि op-amp लाभ Avबड़ा है, केवल एक बहुत छोटा अंतर V1 - वी2 आवश्यक बेस वोल्टेज उत्पन्न करने के लिए पर्याप्त है VBक्यू के लिए2, अर्थात्
 * $$ V_1 - V_2 = \frac{V_B}{A_v}.$$

नतीजतन, दो पैर प्रतिरोधों में धाराओं को लगभग समान रखा जाता है, और दर्पण का आउटपुट करंट लगभग कलेक्टर करंट I के समान होता है।C1क्यू में1, जो बदले में संदर्भ वर्तमान द्वारा निर्धारित किया जाता है
 * $$ I_\text{ref} = I_{C1} \left(1 + \frac{1}{\beta_1}\right),$$

जहां β1 ट्रांजिस्टर Q. के लिए1 और β2 क्यू के लिए2 प्रारंभिक प्रभाव के कारण भिन्न होते हैं यदि Q. के संग्राहक-आधार पर विपरीत पूर्वाग्रह2 गैर-शून्य है।

आउटपुट प्रतिरोध
फुटनोट में आउटपुट प्रतिरोध का एक आदर्श उपचार दिया गया है। परिमित लाभ ए के साथ एक ऑप amp के लिए एक छोटा-संकेत विश्लेषणv लेकिन अन्यथा आदर्श चित्र 5 (β, r .) पर आधारित हैO और रπक्यू का संदर्भ लें2) चित्र 5 पर पहुंचने के लिए, ध्यान दें कि चित्र 3 में op amp का धनात्मक इनपुट AC ग्राउंड पर है, इसलिए op amp में वोल्टेज इनपुट केवल AC एमिटर वोल्टेज V हैe इसके नकारात्मक इनपुट पर लागू होता है, जिसके परिणामस्वरूप −A . का वोल्टेज आउटपुट होता हैv Ve. इनपुट प्रतिरोध r . के आर-पार ओम के नियम का उपयोग करनाπ लघु-संकेत आधार धारा I को निर्धारित करता हैb जैसा:
 * $$ I_b = \frac{V_e}\frac{r_\pi}{A_v + 1} \ .$$

इस परिणाम को ओम के नियम के साथ जोड़ने पर $$R_E$$, $$V_e$$ समाप्त किया जा सकता है, खोजने के लिए:
 * $$ I_b = I_X \frac{R_E}{ R_E + \frac{r_\pi}{A_v + 1} }.$$

परीक्षण स्रोत I. से किरचॉफ का वोल्टेज नियमX R. के धरातल परE प्रदान करता है:
 * $$ V_X = (I_X + \beta I_b) r_O + (I_X - I_b )R_E.$$

I. के लिए प्रतिस्थापनb और आउटपुट प्रतिरोध R. की शर्तों को एकत्रित करनाout पाया जाता है:
 * $$R_\text{out} = \frac{V_X}{I_X} = r_O \left( 1 + \beta \frac{R_E}{R_E + \frac{r_\pi}{A_v + 1}} \right) + R_E\|\frac{r_\pi}{A_v + 1}.$$

बड़े लाभ के लिए Avरπ/ आरEइस परिपथ के साथ प्राप्त अधिकतम आउटपुट प्रतिरोध है
 * $$R_\text{out} = (\beta + 1)r_O,$$

मूल दर्पण पर पर्याप्त सुधार जहां Rout = आरO.

चित्रा 4 के एमओएसएफईटी परिपथ का लघु-संकेत विश्लेषण द्विध्रुवी विश्लेषण से β = जी सेट करके प्राप्त किया जाता हैm rπR. के सूत्र मेंout और फिर r. देनाπ→. परिणाम है
 * $$R_\text{out} = r_O \left[1 + g_m R_E(A_v + 1)\right] + R_E.$$

इस बार रॉEस्रोत-पैर MOSFETs M. का प्रतिरोध है3, एम4. चित्र 3 के विपरीत, हालांकि, A. के रूप मेंvबढ़ा हुआ है (R . पकड़े हुए)Eमूल्य में निश्चित), आरout वृद्धि जारी है, और बड़े ए पर सीमित मूल्य तक नहीं पहुंचता हैv.

अनुपालन वोल्टेज
चित्र 3 के लिए, एक बड़ा op amp लाभ अधिकतम R. प्राप्त करता हैout केवल एक छोटे R. के साथE. R. के लिए कम मानEमतलब वी2भी छोटा है, इस दर्पण के लिए कम अनुपालन वोल्टेज की अनुमति देता है, केवल एक वोल्टेज V2साधारण द्विध्रुवीय दर्पण के अनुपालन वोल्टेज से बड़ा। इस कारण से इस प्रकार के दर्पण को वाइड-स्विंग करंट प्रतिबिंब भी कहा जाता है, क्योंकि यह आउटपुट वोल्टेज को अन्य प्रकार के प्रतिबिंब की तुलना में कम स्विंग करने की अनुमति देता है जो एक बड़ा R प्राप्त करते हैं।out केवल बड़े अनुपालन वोल्टेज की कीमत पर।

चित्रा 4 के एमओएसएफईटी परिपथ के साथ, चित्रा 3 में परिपथ की तरह, बड़ा सेशन amp लाभ एv, छोटा REकिसी दिए गए R. पर बनाया जा सकता हैout, और दर्पण का अनुपालन वोल्टेज कम।

अन्य वर्तमान दर्पण
कई परिष्कृत वर्तमान दर्पण हैं जिनमें मूल दर्पण की तुलना में उच्च आउटपुट प्रतिबाधा  है (आउटपुट वोल्टेज से स्वतंत्र वर्तमान आउटपुट के साथ एक आदर्श दर्पण से अधिक निकटता से संपर्क करें) और उत्पादन क्षमता (आईसी) और परिपथ वोल्टेज के लिए तापमान और डिवाइस पैरामीटर डिजाइन के प्रति कम संवेदनशील धाराओं का उत्पादन करते हैं। उतार-चढ़ाव। ये बहु-ट्रांजिस्टर दर्पण परिपथ द्विध्रुवी और एमओएस ट्रांजिस्टर दोनों के साथ उपयोग किए जाते हैं। इन परिपथों में शामिल हैं:
 * विडलर वर्तमान स्रोत
 * विल्सन करंट प्रतिबिंब को करंट सोर्स के रूप में इस्तेमाल किया जाता है
 * कैसकोड वर्तमान स्रोत

यह भी देखें

 * वर्तमान स्रोत
 * विडलर करंट सोर्स
 * विल्सन करंट प्रतिबिंब
 * द्विध्रुवी जंक्शन ट्रांजिस्टर
 * मॉसफेट
 * चैनल लंबाई मॉडुलन
 * प्रारंभिक प्रभाव

इस पृष्ठ में अनुपलब्ध आंतरिक कड़ियों की सूची

 * एकीकृत परिपथ
 * अवरोध
 * आम emitter
 * आभासी मैदान
 * सतत प्रवाह
 * इंस्ट्रूमेंटेशन एम्पलीफायर
 * नकारात्मक प्रतिपुष्टि
 * बिजली का टूटना
 * ढाल (कलन)
 * आयनीकरण
 * चीनी मिट्टी
 * विद्युतीय इन्सुलेशन
 * टूटने की संभावना
 * आकाशीय बिजली
 * खालीपन
 * बिजली का करंट
 * वर्गमूल औसत का वर्ग
 * गेट देरी
 * फील्ड इफ़ेक्ट ट्रांजिस्टर
 * गेट सरणी
 * साइड चैनल अटैक
 * प्रचार देरी
 * छोटे संकेत
 * बयाझिंग
 * विनिर्माण क्षमता के लिए डिजाइन (आईसी)

बाहरी संबंध

 * 4QD tec - Current sources and mirrors Compendium of circuits and descriptions